Повышающий DC-DC преобразователь. Принцип работы. К вопросу построения мощных DC-DC преобразователей напряжения, питающихся от низковольтных сетей

Двухтактный генератор импульсов, в котором за счет пропорционального токового управления транзисторами существенно уменьшены потери на их переключение и повышен КПД преобразователя, собран на транзисторах VT1 и VT2 (КТ837К). Ток положительной обратной связи протекает через обмотки III и IV трансформатора Т1 и нагрузку, подключенную к конденсатору С2. Роль диодов, выпрямляющих выходное напряжение, выполняют эмиттерные переходы транзисторов.

Особенностью генератора является срыв колебаний при отсутствии нагрузки, что автоматически решает проблему управления питанием. Проще говоря, такой преобразователь будет сам включаться тогда, когда от него потребуется что-нибудь запитать, и выключаться, когда нагрузка будет отключена. То есть, батарея питания может быть постоянно подключена к схеме и практически не расходоваться при отключенной нагрузке!

При заданных входном UВx. и выходном UBыx. напряжениях и числе витков обмоток I и II (w1) необходимое число витков обмоток III и IV (w2) с достаточной точностью можно рассчитать по формуле: w2=w1 (UВых. - UBх. + 0,9)/(UВx - 0,5). Конденсаторы имеют следующие номиналы. С1: 10-100 мкф, 6.3 В. С2: 10-100 мкф, 16 В.

Транзисторы следует выбирать, ориентируясь на допустимые значения тока базы (он не должен быть меньше тока нагрузки!!! ) и обратного напряжения эмиттер - база (оно должно быть больше удвоенной разности входного и выходного напряжений!!! ) .

Модуль Чаплыгина я собрал для того, чтобы сделать устройство для подзарядки своего смартфона в походных условиях, когда смартфон нельзя зарядить от розетки 220 В. Но увы... Максимум, что удалось выжать, используя 8 батареек соединенных параллельно, это около 350-375 мА зарядного тока при 4.75 В. выходного напряжения! Хотя телефон Nokia моей жены удается подзаряжать таким устройством. Без нагрузки мой Модуль Чаплыгина выдает 7 В. при входном напряжении 1.5 В. Он собран на транзисторах КТ837К.

На фото выше изображена псевдокрона, которую я использую для питания некоторых своих устройств, требующих 9 В. Внутри корпуса от батареи Крона находится аккумулятор ААА, стерео разъем, через который он заряжается, и преобразователь Чаплыгина. Он собран на транзисторах КТ209.

Трансформатор T1 намотан на кольце 2000НМ размером К7х4х2, обе обмотки наматывают одновременно в два провода. Чтобы не повредить изоляцию об острые наружные и внутренние грани кольца притупите их, скруглив острые края наждачной бумагой. Вначале мотаются обмотки III и IV (см. схему) которые содержат по 28 витков провода диаметром 0,16мм затем, так же в два провода, обмотки I и II которые содержат по 4 витка провода диаметром 0,25мм.

Удачи и успехов всем, кто решится на повторение преобразователя! :)

Устройствами с батарейным питанием сейчас уже никого не удивишь, всевозможных игрушек и гаджетов питающихся от аккумулятора или батарейки найдется с десяток в каждом доме. Между тем, мало кто задумывался над количеством разнообразных преобразователей, которые используются для получения необходимых напряжений или токов от стандартных батарей. Эти самые преобразователи делятся на несколько десятков различных групп, каждая со своими особенностями, однако в данный момент времени мы говорим про понижающие и повышающие преобразователи напряжения, которые чаще всего называются AC/DC и DC/DC преобразователями. В большинстве случаев для построения таких конвертеров используются специализированные микросхемы, позволяющие с минимальным количеством обвязки построить преобразователь определенной топологии, благо микросхем питания на рынке сейчас великое множество.

Рассматривать особенности применения данных микросхем можно бесконечно долго, особенно с учетом целой библиотеки даташитов и аппноутов от производителей, а также бесчисленного числа условно-рекламных обзоров от представителей конкурирующих фирм, каждая из которых старается представить свой продукт наиболее качественным и универсальным. В этот раз мы будем использовать дискретные элементы, на которых соберем несколько простейших повышающих DC/DC преобразователей, служащих для того, чтобы запитать небольшое маломощное устройство, к примеру, светодиод, от 1 батарейки с напряжением 1,5 вольт. Данные преобразователи напряжения можно смело считать проектом выходного дня и рекомендовать для сборки тем, кто делает свои первые шаги в удивительный мир электроники.

На данной схеме представлен релаксационный автогенератор, представляющий собой блокинг-генератор со встречным включением обмоток трансформатора. Принцип работы данного преобразователя следующий: при включении, ток протекающий через одну из обмоток трансформатора и эмиттерный переход транзистора - открывает его, в результате чего он открывается и больший ток начинает течь через вторую обмотку трансформатора и открытый транзистор. В результате в обмотке, подключенной к базе транзистора наводится ЭДС, запирающая транзистор и ток через него обрывается. В этот момент энергия, запасенная в магнитном поле трансформатора, в результате явления самоиндукции, высвобождается и через светодиод начинает протекать ток, заставляющий его светиться. Затем процесс повторяется.

Компоненты, из которых можно собрать этот простой повышающий преобразователь напряжения, могут быть совершенно различными. Схема, собранная без ошибок, с огромной долей вероятности будет корректно работать. Мы пробовали использовать даже транзистор МП37Б - преобразователь отлично функционирует! Самым сложным является изготовление трансформатора - его надо намотать сдвоенным проводом на ферритовом колечке, при этом количество витков не играет особой роли и находится в диапазоне от 15 до 30. Меньше - не всегда работает, больше - не имеет смысла. Феррит - любой, брать N87 от Epcos не имеет особого смысла, также как и разыскивать M6000НН отечественного производства. Токи в цепи протекают мизерные, поэтому размер колечка может быть очень небольшим, внешнего диаметра в 10 мм будет более чем достаточно. Резистор сопротивлением около 1 килоома (никакой разницы между резисторами номиналом в 750 Ом и 1,5 КОм обнаружено не было). Транзистор желательно выбрать с минимальным напряжением насыщения, чем оно меньше - тем более разряженную батарейку можно использовать. Экспериментально были проверены: МП 37Б, BC337, 2N3904, MPSH10. Светодиод - любой имеющийся, с оговоркой, что мощный многокристальный будет светиться не в полную силу.

Собранное устройство выглядит следующим образом:

Размер платы 15 х 30 мм, и может быть уменьшен до менее чем 1 квадратного сантиметра при использовании SMD-компонентов и достаточно маленького трансформатора. Без нагрузки данная схема не работает.

Вторая схема - это типовой степ-ап преобразователь, выполненный на двух транзисторах. Плюсом данной схемы является то, что при её изготовлении не надо мотать трансформатор, а достаточно взять готовый дроссель , но она содержит больше деталей, чем предыдущая.

Принцип работы сводится к тому, что ток через дроссель периодически прерывается транзистором VT2, а энергия самоиндукции направляется через диод в конденсатор C1 и отдается в нагрузку. Опять же, схема работоспособна с совершенно различными компонентами и номиналами элементов. Транзистор VT1 может быть BC556 или BC327, а VT2 BC546 или BC337, диод VD1 - любой диод Шоттки, например, 1N5818. Конденсатор C1 - любого типа, емкостью от 1 до 33 мкФ, больше не имеет смысла, тем более, что можно и вовсе обойтись без него. Резисторы - мощностью 0,125 или 0,25 Вт (хотя можно поставить и мощные проволочные, ватт эдак на 10, но это скорее расточительство чем необходимость) следующих номиналов: R1 - 750 Ом, R2 - 220 КОм, R3 - 100 КОм. При этом, все номиналы резисторов могут быть совершенно свободно заменены на имеющие в наличии в пределах 10-15% от указанных, на работоспособности правильно собранной схемы это не сказывается, однако влияет на минимальное напряжение, при котором может работать наш преобразователь.

Самая важная деталь - дроссель L1, его номинал также может отличаться от 100 до 470 мкГн (экспериментально проверены номиналы до 1 мГн - схема работает стабильно), а ток на который он должен быть рассчитан не превышает 100 мА. Светодиод - любой, опять же с учетом того, что выходная мощность схемы весьма невелика.Правильно собранное устройство сразу же начинает работать и не нуждается в настройке.

Напряжение на выходе можно стабилизировать, установив стабилитрон необходимого номинала параллельно конденсатору C1, однако следует помнить, что при подключении потребителя напряжение может проседать и становиться недостаточным. ВНИМАНИЕ! Без нагрузки данная схема может вырабатывать напряжение в десятки или даже сотни вольт! В случае использования без стабилизируещего элемента на выходе, конденсатор C1 окажется заряжен до максимального напряжения, что в случае последующего подключения нагрузки может привести к её выходу из строя!

Преобразователь также выполнен на плате размером 30 х 15 мм, что позволяет прикрепить его на батарейный отсек типа размера AA. Разводка печатной платы выглядит следующим образом:

Обе простые схемы повышающих преобразователей можно сделать своими руками и с успехом применять в походных условиях, например в фонаре или светильнике для освещения палатки, а также в различных электронных самоделках, для которых критично использование минимального количества элементов питания.

В мощных DC-DC преобразователях напряжения, работающих от низковольтных источников питания, с минимальным количеством последовательно включенных в цепь силового тока полупроводниковых приборов, одним из основных факторов, определяющих режим работы и параметры элементов устройства и его КПД, является избыточная энергия, которая накапливается в индуктивностях рассеивания согласующих силовых трансформаторов. В статье рассматриваются вопросы рациональной утилизации этой энергии, приводятся схемные решения, позволяющие существенно повысить КПД преобразователей напряжения и жестко ограничить напряжения на силовых элементах.

Мощный DC-DC преобразователь напряжения, работающий от низковольтного (10-50 В) источника питания (аккумуляторные батареи, водородные источники питания и т. д.), преобразует энергию постоянного тока с уровнем в сотни ампер. Не трудно убедиться, что в таких случаях статические потери энергии в полупроводниковых элементах преобразователя напряжения существенно, часто на порядок, превышают динамические. Таким образом, силовая схема преобразователя напряжения должна содержать минимальное количество последовательно включенных в цепь потребляемого тока силовых полупроводниковых приборов. Как правило, это однотактные схемы либо двухтактная схема с выводом нулевой точки первичной обмотки силового трансформатора.

Схема DC-DC преобразователя напряжения, построенного на базе известного инвертора со средней точкой первичной обмотки силового трансформатора, представлена на рис. 1. В схеме для наглядности выделены индуктивности рассеивания обмоток силового трансформатора. Особенностью данной схемы, а также преобразователей напряжения, построенных на базе однотакт-ных схем, является необходимость вывода энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеивания силового трансформатора на этапах проводимости силовых транзисторов.

Рис. 1. Схема DC-DC преобразователя напряжения

Для вывода энергии индуктивностей рассеивания в схеме необходимы дополнительные элементы. Если такой вывод энергии не обеспечивается, то ЭДС самоиндукции индуктивности рассеивания трансформатора при запирании силового транзистора схемы может вызвать на нем бросок напряжения, что приведет данный прибор к выходу из строя.

Простейшие устройства, обеспечивающие ограничение напряжения на силовых транзисторах, — это RCD-цепочки, показанные на рис. 1. Помимо ограничения напряжения на силовых транзисторах они снижают потери энергии в транзисторах на этапе выключения, что при низковольтном питании не столь актуально.

Энергия, выводимая из индуктивностей рассеивания в силовые конденсаторы C1, C2, при очередном включении силовых транзисторов VS1, VS2 рассеивается в токоограничивающих резисторах R1, R2, что существенно (как будет показано ниже) снижает КПД устройства.

Режим работы RCD-цепочек, а соответственно, и уровень напряжения на силовых конденсаторах C1, C2 и силовых транзисторах VS1, VS2, в немалой степени зависит от режима работы инвертора, в частности, от коэффициента заполнения ключей, тока нагрузки и т. д. Не вдаваясь в подробности, укажем, что в зависимости от режима работы схемы наибольшее значение напряжения на силовых транзисторах схемы может значительно превышать удвоенную величину напряжения питания. Последнее заставляет использовать в схеме силовые транзисторы с повышенным допустимым напряжением и, как следствие, с увеличенным падением напряжения на силовом транзисторе в проводящем состоянии, что снижает КПД схемы.

Не проводя детального анализа работы схемы, можно оценить соответствующую мощность, рассеиваемую в RCD-цепочках. Соответственно, эта мощность в режиме, близком к максимальному коэффициенту заполнения силовых транзисторов, может быть приближенно оценена как

где введены следующие обозначения: I н " — ток нагрузки, пересчитанный в первичную обмотку (принимается, что Z Н имеет индуктивный характер, ток нагрузки хорошо сглажен и может быть принят постоянным на периоде работы схемы), L S 1 — индуктивность рассеивания первичной обмотки, L S 3 " — пересчитанная к первичной обмотке индуктивность рассеивания вторичной обмотки, f — частота работы преобразователя, K пр — коэффициент, характеризующий максимальное напряжение на силовые конденсаторах C1, C2 (или, что то же самое, на транзисторах преобразователя напряжения) при максимальном токе нагрузки преобразователя напряжения, и равный

(1а)

где U C MAX — максимальное напряжение на силовых конденсаторах C1 и C2, E — величина напряжения питания.

Для оценки потерь в RCD-цепочках в соответствии с уровнем тока, частотой и индуктивностями рассеивания силового трансформатора (то есть конструкции трансформатора) необходимо получить зависимость величины индуктивностей рассеивания силового трансформатора от параметров схемы (в упрощенном варианте это могут быть частота, установленная мощность силового трансформатора, величина тока или величина напряжения).

С помощью известных методик расчета силового трансформатора , выбрав материал для сердечника и обмоток, можно приближенно оценить величину индуктивности рассеивания обмоток. С учетом материала сердечника (феррит 2000 НМ) и обмоток (медь), конструкции силового трансформатора (броневой) были построены зависимости суммарной индуктивности рассеивания обмоток трансформатора L S 1 + L S 3 " = L sσ , пересчитанной к первичной обмотке (предполагается, что обмотки несекционированные) от установленной мощности силового трансформатора (S ) для трех рабочих частот трансформатора (10, 20 и 30 кГц) для напряжений питания 24 и 12 В (рис. 2).

Рис. 2. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания силового трансформатора от его установленной мощности: а) E = 24 В, б) E = 12 В

Имея зависимости рис. 2, можно оценить мощность, рассеиваемую в RCD-цепочках (P rcd), через установленную мощность силового трансформатора (S ). Далее полагаем, что мощность, передаваемая в нагрузку преобразователем напряжения (P ), и установленная мощность силового трансформатора связаны известным соотношением

S = Pxk схемы (2)

где k схемы — коэффициент, зависящий от схемы и режима работы преобразователя напряжения . КПД преобразователя напряжения (определяемый в предположении, что единственными потерями являются потери, рассеиваемые в RCD-цепочках) равен:

(3)

Можно считать, что расчетная максимальная индукция в сердечнике B (S , f ), определяемая рабочей частотой и установленной мощностью силового трансформатора (при принятых для силового трансформатора конструкции и геометрических соотношениях), задает число витков первичной обмотки ω 1 через напряжение на первичной обмотке. Предположим, что режимом с максимальной вольт-секундной площадью будет режим с напряжением на первичных обмотках в форме меандра с периодом, равным T (где T — период работы схемы), и амплитудой, которую можно считать равной напряжению питания E. Тогда можно записать:

(4)

где S с (S , f ) — площадь сечения сердечника, B (S , f ) — максимальная индукция в сердечнике. Таким образом, в силу известной приближенной формулы расчета индуктивностей рассеивания , для суммарной индуктивности рассеивания, пересчитанной к первичной обмотке,

(5)

где k — коэффициент пропорциональности, l об (S , f ) — средняя длина витка обмотки.

Приняв, что КПД преобразователя напряжения определяется только потерями в RCD-цепочках, считая коммутации пренебрежимо малыми, токи обмоток и напряжения на обмотках имеющими прямоугольную форму, ток вторичной обмотки и напряжения на обмотках не имеющими пауз, можно считать, что приведенный к первичной обмотке ток нагрузки преобразователя напряжения равен

(6)

Тогда, пользуясь оценкой мощности, проходящей через индуктивности рассеивания, приведенной выше, можно оценить мощность, выделяющуюся в резисторах R1, R2, подставляя вместо (L S 1 +L S 3 ") суммарную индуктивность рассеивания силового трансформатора L Sσ :

Таким образом, в пределах сделанных предположений, P RCD не зависит от E.

На рис. 3а приведены полученные зависимости мощности P RCD для частот 10, 20 и 30 кГц от установленной мощности силового трансформатора. На рис. 3б показаны соответствующие оценки для КПД преобразователя η RCD .

Рис. 3. Зависимость P RCD (а) и ηRCD (б) от установленной мощности силового трансформатора

Зависимости, приведенные на рис. 3, позволяют сделать вывод о неперспективности применения защитных RCD-цепей в мощных преобразователях напряжения с низковольтным питанием. На практике преобразователи напряжения, выполненные по схеме рис. 1, мощностью более нескольких сотен ватт не применяются.

Естественным решением, расширяющим области применения аналогичных преобразователей напряжения, является вывод энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеивания силового трансформатора, в питающую сеть либо в нагрузку. Вывод энергии индуктивностей рассеивания в источник питания имеет то преимущество, что передаваемая таким путем мощность может варьироваться в широких пределах независимо от величины нагрузки преобразователя напряжения. Кроме того, вывод этой энергии в питающую сеть обеспечивается гораздо более простым схемным решением. На рис. 4 показана схема, реализующая указанный принцип. Энергия, накапливаемая в индуктивностях рассеивания силового трансформатора, выводится в силовой конденсатор C1, напряжение на котором во всех режимах работы близко к двойному напряжению питания, всегда оставаясь несколько больше его. При этом максимальные напряжения на силовых транзисторах жестко ограничены напряжением на силовом конденсаторе C1.

Рис. 4. Схема преобразователя напряжения с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания

Стабилизация напряжения на силовом конденсаторе C1 на требуемом уровне обеспечивается за счет работы регулятора первого рода, выполненного на силовом транзисторе VS3, диоде VD3 и дросселе L1. Установленная мощность регулятора первого рода, естественно, меньше установленной мощности основного преобразователя напряжения и определяется энергией, выводимой из индуктивностей рассеивания силового трансформатора.

Оценим мощность, на которую должен быть рассчитан регулятор первого рода, при допущении, что все полупроводниковые элементы схемы — идеальные ключи, потери энергии в элементах схемы отсутствуют.

Эквивалентная схема для этапа вывода энергии из индуктивностей рассеивания в силовой конденсатор C1 изображена на рис. 5. Эта схема справедлива при условии малых пульсаций напряжения на силовом конденсаторе C1. Тогда напряжение на силовом конденсаторе U C может быть принято постоянным, а конденсатор C1 эквивалентно заменен источником напряжения, равным U C . Кроме того, предполагаем, что выходной выпрямитель за счет индуктивности в нагрузке стягивается в точку на всем интервале вывода энергии. При этом выводимая энергия будет наибольшей.

Рис. 5. Эквивалентная схема на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания

Энергию, выводимую в силовой конденсатор, можно представить как сумму энергии, накопленной к этому времени в индуктивностях рассеивания, и энергии, потребленной от источника питания на этапе вывода энергии в силовой конденсатор. Пренебрегая током индуктивности намагничивания, можно считать, что ток индуктивностей рассеивания спадает от величины I н " до нуля линейно. Обозначая время спада тока как t сп , можно записать:

(8)

Мощность, потребляемая от источника питания, за время вывода энергии из индуктивностей рассеивания равна:

(9)

Накопленная к моменту запирания силового транзистора в индуктивностях рассеивания энергия может быть оценена следующим образом:

(10)

С учетом выражений (9) и (10) мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, равна:

(11)

где f — частота работы преобразователя напряжения.

При U C = 2xE мощность P вспом = 2xf xL Sσ x (I н ") 2 , при большем U C мощность P вспом меньше.

Приращение напряжения на силовом конденсаторе C1 за один цикл вывода энергии из индуктивностей рассеивания может быть оценено из условия, что вся выводимая энергия накапливается в конденсаторе и на интервале вывода передача энергии вспомогательным преобразователем пренебрежимо мала.

Приращение энергии в силовом конденсаторе δ W C равно

где AU C — приращение напряжения на силовом конденсаторе С1. Тогда

(13)

На рис. 6 показаны зависимости мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора при U C ≈2xE.

Рис. 6. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем напряжения, от установленной мощности силового трансформатора (при U C ≈ 2xE )

Для проверки эффективности приведенной выше схемы со вспомогательным преобразователем было проведено моделирование ее работы в системе моделирования MicroCap.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя напряжения 30 кГц, вспомогательного преобразователя — 60 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1400 Вт. В модели силового трансформатора, рассчитанного по указанной выше методике, учтены индуктивности рассеивания и индуктивность намагничивания. В качестве управляемых полупроводниковых ключей VS1, VS2 использованы силовые транзисторы IRFP2907, диоды VD1, VD2 — 35CGQ100. Вспомогательный преобразователь напряжения построен на силовом транзисторе VS3 типа IRF1310 и диоде VD3 (также 35CGQ100). По результатам моделирования КПД схемы — 96%. Полученный КПД, в отличие от η RCD (3), учитывает также потери в полупроводниковых элементах схемы.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, — 285 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 324 Вт. Разница между результатами оценки и результатами моделирования может быть объяснена учетом потерь в полупроводниковых элементах схемы при моделировании.

На рис. 7 показаны полученные при моделировании осциллограммы. Преобразователь напряжения работает в режиме, близком к максимальному коэффициенту заполнения силовых транзисторов основного преобразователя напряжения (коэффициент заполнения равен 0,87).

Рис. 7. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем

Моделирование показало, что включение ключа в одном из плеч схемы в то время, как в противоположном плече ток еще не спал, существенно замедляет спад этого тока, а также нарастание тока во включившейся обмотке. Это объясняется трансформацией напряжения на включившейся обмотке в противоположное плечо и трансформацией тока в обмотку включившегося плеча из обмотки противоположного. Поэтому предпочтительно включать ключевой прибор в одном из плеч не раньше, чем в противоположном плече ток спадет до достаточно малой величины.

Очевидно, что при уменьшении индуктивности рассеивания трансформатора снижается мощность вспомогательного источника питания, уменьшается длительность коммутации, что повышает КПД схемы и позволяет реализовать ее работу на более высокой частоте. Широко известным методом снижения индуктивности рассеивания является применение в силовом трансформаторе секционированных обмоток. На рис. 8 показаны зависимости суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности трансформатора при Е = 24 В для силового трансформатора с несекциониро-ванной обмоткой (аналогично рассматриваемому выше), рассчитанного на рабочую частоту 30 кГц, и для трансформаторов с секционированной обмоткой при числе элементов обмоток, равном двум , которые рассчитаны на частоты 30 и 50 кГц.

Рис. 8. Зависимость суммарной индуктивности рассеивания от установленной мощности силового трансформатора при E = 24 В для трансформатора с несекционированной обмоткой и для силового трансформатора с секционированной обмоткой (число элементов обмоток равно двум)

Следует заметить, что конструктивно выполнение мощного высокочастотного силового трансформатора с низковольтными (сильноточными) обмотками достаточно сложная задача.

Обычно сильноточные обмотки такого трансформатора выполняются в виде пластин с эффективной поверхностью охлаждения, часто обдуваемых с помощью внешнего вентилятора. В таких силовых трансформаторах организация дополнительного силового вывода либо организация секционирования обмоток практически не усложняет его конструкцию, а следовательно, секционирование обмоток, несомненно, перспективно в этих применениях.

На рис. 9 приведены полученные при моделировании схемы с трансформатором с секционированными обмотками осциллограммы.

Рис. 9. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем. Применен силовой трансформатор с секционированными обмотками

Снижение индуктивностей рассеивания предоставляет возможность сократить длительность интервалов коммутации, что в свою очередь позволяет реализовать работу преобразователя напряжения на большей частоте.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя напряжения 50 кГц, вспомогательного преобразователя — 100 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1700 Вт. По результатам моделирования КПД схемы достигает 97%.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем, — 77 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 97 Вт. Разница между результатами оценки и результатами моделирования здесь также может быть объяснена учетом потерь в полупроводниковых элементах схемы при моделировании.

Недостатком рассмотренной выше схемы со вспомогательным преобразователем является то, что на интервале спада тока в обмотке этот ток протекает через источник питания Е . Вследствие чего энергия, которая поступает во вспомогательный преобразователь после каждого запирания транзистора основного преобразователя напряжения, оказывается больше, чем энергия, накопленная в индуктивности рассеивания силового трансформатора перед запиранием силового транзистора. Если исключить из контура протекания тока обмотки источник питания на интервале спада тока, то энергия, выводимая в источник питания, уменьшится, то есть уменьшится мощность вспомогательного преобразователя. Схема с таким включением вспомогательного преобразователя показана на рис. 10. Уменьшение мощности вспомогательного преобразователя ведет к снижению стоимости и массо-габаритных показателей его элементов, упрощению его конструкции.

Рис. 10. Схема преобразователя напряжения с выводом энергии индуктивностей рассеивания в источник питания со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности

В схеме на рис. 10 энергия из индуктивностей рассеивания выводится в силовой конденсатор C1, напряжение на котором U * c несколько больше Е . C1 заряжен таким образом, что вывод отрицательной полярности подключен к средней точке силового трансформатора. Предполагается, что пульсации напряжения на C1 пренебрежимо малы по сравнению с величиной напряжения на C1. Стабилизация напряжения на силовом конденсаторе C1 осуществляется за счет регулятора третьего рода, включающего силовой транзистор VS3, диод VD3 и дроссель L1.

В предыдущей схеме (рис. 4) ток в обмотке силового трансформатора спадал под действием напряжения, равного разности напряжения на входном силовом конденсаторе вспомогательного преобразователя (C1 на рис. 4) и напряжения питания. Эта разность несколько превышала Е . В схеме на рис. 10 ток спадает под действием напряжения, равного напряжению на входном конденсаторе вспомогательного преобразователя, которое в этой схеме несколько превышает Е . Таким образом, скорости спада тока в индуктивностях рассеивания в данных схемах, при одинаковых величинах самих ин-дуктивностей рассеивания, очевидно, равны. Однако ток обмотки на этапе спада в схеме рис. 10 не протекает через источник питания Е . В эквивалентной схеме на этапе вывода энергии из индуктивностей рассеивания, в отличие от рис. 5, необходимо учитывать лишь напряжение U * c . В соответствии со сказанным, W* потр = 0.

Для мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, можно получить:

P* вспом = 2xf xW* нак = fxL S σ x(I н ") 2 . (14)

Приращение напряжения на силовом конденсаторе C1 в схеме рис. 10 может быть оценено следующим образом:

(15)

Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора при применении таких же трансформаторов, что и для условий рис. 6, приведена на рис. 11. Как видно из (11) и (14), с учетом U c ≈ 2xE, эта мощность в два раза меньше мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, для условий рис. 6.

Рис. 11. Зависимость мощности, передаваемой вспомогательным преобразователем, от установленной мощности силового трансформатора для схемы с дополнительным преобразователем уменьшенной мощности

Было проведено моделирование в системе MicroCap работы преобразователя напряжения, построенного по схеме рис. 10.

Для устройства приняты следующие параметры: напряжение питания 24 В, частота работы основного преобразователя 30 кГц, вспомогательного преобразователя — 60 кГц. Мощность, передаваемая в нагрузку, равна 1400 Вт. В качестве управляемых полупроводниковых ключей VS1, VS2 также использованы силовые транзисторы IRFP2907, диоды VD1, VD2 — 35CGQ100. Вспомогательный преоб разователь построен на силовом транзисторе VS3 типа IRF1310 и диоде VD3 (также 35CGQ100). Параметры силового трансформатора соответствуют трансформатору с несекционированными обмотками. По результатам моделирования КПД схемы — 96%.

Мощность, передаваемая вспомогательным преобразователем напряжения, — 157 Вт по результатам моделирования, по приведенной выше аналитической оценочной формуле — 162 Вт.

На рис. 12 показаны полученные при моделировании осциллограммы.

Рис. 12. Осциллограммы работы преобразователя напряжения со вспомогательным преобразователем уменьшенной мощности

Выше были описаны возможные пути решения проблемы, возникающей при разработке схем ключевых преобразователей напряжения с выводом нулевой точки трансформатора — необходимости вывода энергии из индуктивностей рассеивания силового трансформатора. Требование повышения КПД преобразователя напряжения делает логичным обеспечение вывода этой энергии в первичный источник питания взамен ее рассеивания в потери. Расчеты величины данной энергии и мощности, передаваемой вспомогательными преобразователями, проведенные для параметров схем, которые можно считать типичными для современных преобразователей напряжения такого типа, позволяют считать эффективным применение описанного решения.

Схема, рассмотренная здесь второй (рис. 10), позволяет снизить мощность вспомогательного преобразователя, не ухудшая режим преобразователя напряжения по сравнению со схемой рис. 4. Поэтому в большинстве случаев применение такой схемы представляется предпочтительным. Но в силу, например, конструктивных особенностей преобразователя напряжения может оказаться целесообразным применение и схемы рис. 4. Разумеется, приведенные оценки определяются выбранными конструкцией и материалами силовых трансформаторов и могут варьироваться в широких пределах в зависимости от применяемых трансформаторов. Однако можно утверждать, что рассмотренные схемы позволяют в широком диапазоне параметров схем с выводом нулевой точки трансформатора существенно повысить КПД схемы, принципиально улучшить режим работы силовых транзисторов основного преобразователя напряжения, жестко ограничивая максимальное напряжение на них вблизи минимально необходимой величины, требуя при этом применения весьма простого дополнительного преобразователя.

Литература

1. Бальян Р. Х. Трансформаторы для радиоэлектроники. М.: Советское радио. 1971.
2. Горский А. Н., Русин Ю. С, Иванов Н. Р., Сергеева Л. А. Расчет электромагнитных элементов источников вторичного электропитания. М.: Радио и связь. 1988.
3. Моин В. С. Лаптев Н. Н. Стабилизированный транзисторные преобразователи. М.: Энергия. 1972.
4. Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Чиженко. Киев: Техника. 1978.

Альтернативная схема, в которой используются дискретные компоненты, способна отдать в нагрузку ток до 50 мА при напряжении 5 В. Входное напряжение схемы от 8 до 32 В. Для того, чтобы исключить необходимость в компонентах обратной связи, выходной каскад сделан по схеме источника постоянного тока. Можно использовать параллельный стабилизатор, подобный TL431 , или даже, простой стабилитрон.

Поскольку выходное напряжение меньше минимального входного, в качестве изолирующего можно применить простой трансформатор 1:1. Подойдет любой импульсный трансформатор общего назначения. Такие трансформаторы, при цене порядка $0.25, обладают малой межобмоточной емкостью и отличной изоляцией между обмотками.

Для DC/DC конвертера нужны генератор пилообразного напряжения и компаратор, управляющий мощным каскадом. Обратная связь по току нагрузки берется с резистора, включенного последовательно с первичной обмоткой трансформатора. Генератор пилообразного напряжения легко сделать на операционном усилителе с несколькими резисторами и конденсатором, но для экономии компонентов ОУ заменен второй половиной сдвоенного компаратора LM393 . Схема прекрасно работает с симметричным пилообразным напряжением, поэтому защитные диоды в ней не нужны. Для уменьшения вероятности насыщения трансформатора T1 максимальная скважность импульсов генератора пилообразного напряжения установлена равной примерно 50%.

Для минимизации потерь управления из-за отбора тока трансформатором с обратной связью по току, генератор пилообразного напряжения должен работать с частотой около 400 кГц и амплитудой около 0.5 В. Точные значения частоты и амплитуды зависят от опорного напряжения. В схеме источник опорного напряжения сделан на обычном красном светодиоде, прямое падение напряжения на котором в комнатных условиях достаточно стабильно.

Выходного тока компаратора ШИМ недостаточно для прямого управления трансформатором. Поэтому к его выходу с открытым коллектором подключены p-n-p транзистор Q1 и резистор R12, образующие мощный выходной каскад. Кроме того, каскад выступает в роли ограничителя бросков напряжения. Когда во время переходного процесса выброс напряжения превышает пробивное напряжение компаратора, транзистор открывается и срезает выброс.

Несмотря на совершенно нетрадиционную конструкцию, схема работает очень хорошо, а Spice модель показывает совпадение с результатами, полученными на макетной плате. И, главное, схема чрезвычайно дешева. Общая стоимость всех компонентов, включая трансформатор, при покупке партиями по несколько сотен штук, не превышает $0.60.